【摘要】：

本文对LTE中的基本概念进行了解析，包括单载波调制和通道均衡（channel      equalization）、正交频分复用技术（OFDM）、正交频分多址技术（OFDMA）、多入多出技术（MIMO）和最大比率合成（MRC）和单载波频分多址技术（SC-FDMA））等技术。

理论性较强，不过对于理解LTE工作原理非常有帮助。当然，对于网优从业者来说，不一定非要完全掌握了理论才能实操，通常实操和理论是两码事，可以先学实操，再在实操中完善理论。

LTE是3G时代向后发展的其中一个方向，作为3GPP标准，它能提供50Mbps的上行（uplink）速度以及100Mbps的下行（downlink）速度。LTE在很多方面对蜂窝网络做了提升，比如，数据传输带宽可设定在1.25MHz到20MHz的范围，这点很适合拥有不同带宽资源的运营商（关于运营商的定义，国外将Carrier表示签发SIM卡的机构，而Operator则表示对SIM卡提供服务的机构，这里统称为运营商），并且它允许运营商根据所拥有的频谱资源提供不同的服务。再比如，LTE提升了3G网络的频谱效率，运营商可以在同样的带宽范围内提供更多的数据和更高质量的语音服务。虽然目前LTE的规范还没有最终定案，但以目前LTE的发展形式可以预料未来十年LTE将能够满足高速数据传输、多媒体服务以及高容量语音服务的需求。 

LTE所采用的物理层（PHY）采用了特定的技术在增强型基站（eNodeB）和移动设备（UE）之间进行数据与控制信号的传输。这些技术有些对于蜂窝网络来说是全新的，包括正交频分复用技术（OFDM）、多输入多输出技术（MIMO）。另外，LTE的物理层还针对下行连接使用了正交频分多址技术（OFDMA），对上行连接使用了单载波频分多址技术（SC-FDMA）。在符号周期（symbol period）不变的情况下，OFDMA按照subcarrier-by-subcarrier的方式将数据直接发送到多个用户，或者从多个用户接收数据。理解这些技术将有助于认识LTE的物理层，本文将对这些技术进行叙述，要说明的是，虽然LTE规范分别就上行和下行连接两个方面描述频分双工FDD和时分双工TDD，但实际多采用FDD。

在进入正文之前，还要了解的一点是，信号在无线传输的过程中会因为多路径传输（multipath）而产生失真。简单的说，在发射端和接收端之间存在一个瞄准线（line-of-sight）路径，信号在这个路径上能最快的进行传输，而由于信号在建筑物、汽车或者其他障碍物会产生反射，从而使得信号有许多传输路径，见图1。

一、单载波调制和通道均衡（channel equalization）

时至今日，蜂窝网络几乎无一例外的采用单载波调制方式。虽然LTE更倾向于使用OFDM，而不是单载波调制，但是简单的讨论一下基于单载波的系统是怎样处理多径干扰（既由多路径传输引起的信号失真）是有帮助的，因为它可以作为参考点与OFDM系统进行比较。

时延扩展（delay spread）表示信号从发射端从不同的路径传送到接收端的延迟时间，在蜂窝网络中，时延扩展大约为几微秒。这种延迟会引起最大问题是，通过延迟路径到达接收端的符号（symbol）会对随后的符号造成干扰，图2描述了这种情况，它通常被称为码间干扰，即图中的ISI。在典型的单载波系统里，符号时间（symbol time）随着传输率的增加而降低，传输率非常高的时候，相应的符号周期（symbol period）更短，很可能会发生ISI大于符号周期的情况，这种情况甚至可能会影响到随后的第二个、第三个符号。

图2. 多路径传输导致的时间延迟，以及由此引发的码间干扰ISI。

 在频域（frequency  domain）对多径干扰（multipath distortion）进行分析是很重要的。不同的传输路径和反射程度，都将引起不同的相位偏移（phase shift）。当所有经过不同路径达到接收端的信号合并以后，通频带（passband）的频率将会受到相长干扰（constructive  interference），即同相位（in-phase）信号的线性合并，其他频率则受到相消干涉（destructive interference），类似的，这个过程可以看成是反位相（out-of-phase）信号的线性合并。合并信号由于选频电路的衰减而产生失真，见图3。

图3. 时延扩展（delay spread）过长将会导致频选衰减（即图中的feed fades）。

单载波系统通过时域的均衡来补偿通道的失真，这是它本身所具备的优点，这里不做详细叙述。如果要在时域做均衡以补偿多径干扰，可以通过以下两个方法来实现：
 （1）通道反转（channel inversion）。在发送数据之前，优先发送一个特殊的序列，因为原始资料只有在接收端才能被识别，信道均衡器能够决定信道是否响应这个原始数据，而且它能通过反转信道来增加对数据的承载能力，以此来抑制多径干扰的问题。

（2）CDMA系统可以采用梳状（rake）均衡器来处理特定的路径，然后按时间错位的顺序来合并数字信号，通过这样来提升接收信号的信噪比（SNR）。
 在另一方面，随着数据率的增加，信道均衡器的实现方法也随之变得复杂。符号时间也变得更短，这时候，接收端的采样时钟必须相应的更快。ISI将变得更加严峻，甚至在某些极端情况它可能会超出几个字符周期。

图4. 基于横向滤波（transversal filter）的通道均衡器  

图4给出了一个普通的均衡器电路结构，随着接收端采样时钟τ的降低，需要更多采样来补偿时延扩展。根据自适应算法（adaptive algorithm）的复杂程度和处理速度，delay tap的数量会随之增加。对于100Mbps的LTE数据传输率以及将近17μs的时延扩展来说，这种通道均衡的方案就显得不切实际。下面我们将讨论的是，OFDM是怎样在时域内消除ISI的，这将显著的简化信道补偿的任务。

二、正交频分复用技术（OFDM）

OFDM通信系统并不受符号率（symbol rate）增加的影响，这样有助于提升数据传输率以及控制ISI。OFDM系统将频带分为许多子载波（sub-carriers），并且将数据以平行束（parallel stream）的方式进行发射。每一个子载波都进行不同程度的QAM调制，例如QPSK、QAM、64QAM，甚至是更高阶的调制，这根据信号质量的要求来决定。所以，OFDM符号其实是瞬态信号（instantaneous signal）在每个子载波上的线性合并。另外，由于信号是并行发射，而不是串行的传输，因此在同等的数据传输率下，OFDM所使用的符号（symbol）通常比单载波系统中的符号长。

OFDM具有两个很明显的特征：第一，每一个符号的前端都有一个循环前缀（cyclic prefix，即CP），这个前缀用于消除ISI；第二，子载波的间隔非常窄以增加带宽的利用效率，而且相邻的子载波之间并不存在载波间干扰（ICI）。

同样的，分析信号在时域和频域的特征将有助于理解OFDM是怎样处理多径干扰的。为了理解OFDM是怎样处理由多路径传输引起的ISI，下面将首先分析OFDM符号在时域的表现。通常OFDM符号包括两部分：CP和TFFT，CP的持续时间由时延扩展的预处理程度决定。当信号经由两个不同的路径传输到接收端的时候，它们在时间上将按照图5进行交叉错列的分布。

图5. OFDM通过更长的符号周期和CP来消除ISI。  

对于CP来说，有可能从前端符号（preceding symbol）就出现失真的情况。然而，如果CP的时间足够长，前端符号并不会溢出到FFT时间；此时只存在由时间重迭而引起符号之间的干扰问题。一旦通道的激励响应（impulse reponse）确定下来，可以用“subcarrier-by-subcarrier”的方式使振幅和相位产生偏移，以此来消除失真。值得注意的是，所有传输到接收端的信息都与FFT时间有关。信号在被接收并且被数字化处理之后，接收端将简单的消除CP。此时，每一个子载波内的方波脉冲就是FFT时间内的固定振幅。

这些方波脉冲的最大作用是在频率上将子载波进行间隔并且不产生ICI。在时域的方波脉冲（即RECT函数）经过转换后成为频域的SINC函数（即sin（x）/x），见图6。值得一提的是，它只是对载波间隔（1/Δf）进行简单的转换，频域的SINC函数以15kHz为间隔并且具有零交越（zero-crossing）的特性，这恰好落在邻近子载波的中心上。因此，就有可能在每一个子载波的中心频率进行采样，同时不用遭受邻近子载波的干扰。

图6. OFDM的字符经过基带芯片的FFT处理后还原出子载波信息。  

1、OFDM的缺点
 如前所述，OFDM具有一些优异的地方，但它同样存在着缺点。跟单载波系统相比，OFDM具有两个致命的缺点：容易受到频率偏移的影响，频率产生偏移有可能是由本地振荡引起的，也可能是多普勒频移（Doppler shifte）；除此之外，信号峰均功率比（PAPR）过大也是其中的一个缺点。

如果每一个子载波都能够在它的中心频率进行准确的采样，那么这样的OFDM系统就可以实现零ICI。通过快速傅立叶变换（FFT）将时域采样的OFDM信号转换成频域信号，这是一种有效的实现离散傅立叶变换（DFT）的方法，它形成一系列初始的离散频率，这些频率可以下列公式表达。

最终的频谱具有离散的频率K/NTs,K=0,1,…N-1，其中Ts表示时域的采样间隔，N是采样的数量，采样数量是在FTT时间内定义的。因此，通过傅立叶变换来表示的信号频率完全由采样频率1/Ts定义。

这里以一个特殊的LTE为例，LTE将发射的带宽定义在1.25MHz到20MHz之间。当带宽为1.25MHz的时候，FFT的大小为128。换句话说，在FFT时间（66.67μs）内进行了128次的采样，Ts=0.52086μs，接收信号可以表示为15kHz、30kHz、45kHz等等分量的函数。这些频率恰好是子载波的中心频率，除非在下变频转换的过程中出现错误。接收信号在RF载波频率进行下变频转换后，然后在基带频率进行FFT。下变频转换通常是采用直接变频的方法进行，即接收信号与本振频率（LO）混合。在理想情况下，载波信号与接收端的LO是相同的，但在实际中这点很难做到。

发射端和接收端LO总是会产生偏移，因此必须采用更加有效的方法使它们同步。为了做到这一点，每一个基站周期性的发送同步信号，这些同步信号除了被用于LO的同步之外，还被用于初始的数据采集和移交等其他任务。即便是这样，其他的干扰源也可能会使信号出现不同步的问题，比如Doppler频移和本振相位噪声，这些干扰都有可能导致图7中的ICI。出于上述这些原因，必须对信号的频率进行持续的监视。任何偏移都必须在基带处理的过程中被纠正以避免产生额外的ICI。

图7. 频率偏移导致载波间干扰（ICI）。  

OFDM的另外一个最大的缺点是PAPR过大。对于一个单独的OFDM符号来说，瞬态发射的RF功率可以发生明显的改变，前面提到，OFDM符号是所有子载波的合并，子载波电压可以在符号的任何位置上加入同位相，这将产生非常高的瞬态峰值功率。高PAPR要求A/D和D/A转换的动态范围增大，更重要的是，它同时减小了RF功率放大器的效率。有时候单载波系统使用固定的数据报调制方式，比如Gaussian最小移相键控（GMSK），或者移相键控技术（PSK）。当信号保持稳定的放大的时候，数据通过改变瞬态频率或者相位进行传输。RFPA并不需要高度的线性，事实上，在驱动PA的时候可以将其信号“箝制”在最大值和最小值之间摆动。输出滤波器可以消除由信号“箝制”引起的谐波失真。如果RFPA可以用这种方法实现，它们将达到70%的效率。

通过上述的比较可以看出，OFDM并不是一种完全采用数据报的调制方式。在每一个符号里，子载波的幅度和相位是不变的，在对OFDM符号进行处理的过程中，有可能存在几个的峰值。RFPA必须具备在没有对信号进行“箝制”的前提下处理电压摆动的问题，因此需要更大的放大器来应对功率的需求，这样带来的结果是效率的降低。RFPA处理OFDM的效率可以小于20%。虽然可以进行一些测量来减小电压峰值，OFDM系统中PAPR过大的问题仍然会导致RFPA效率比单载波系统小。

三、正交频分多址技术（OFDMA）

OFDMA技术被用于LTE的下行连接，为了方便理解OFDMA，下面将它与分组（packet-oriented）网络方案进行比较。802.11a属于分组的网络方案，它所采用的载波侦听多路访问技术（CSMA）同样属于多任务技术，从固定的接入点AP到移动用户的上行和下行连接是通过对物理层的数据进行封装打包的方法进行的，而OFDMA技术能更有效的利用网络资源。

1、OFDMA与分组协议的比较
 跟LTE类似的是，IEEE802.11a采用OFDM作为基本的调制方式。但不同的是，802.11a使用CSMA作为其多任务技术的基础，CSMA本质上是一种“listen before talk”的方案，举例来说，如果AP对于客户端来说有排列处理的任务，它将监测通道是否处于工作状态。当通道处于闲置状态的时候，内部的定时器将开始工作，定时器随机产生，并且在网络仍然处于闲置状态的时候，它将继续保持工作状态。当定时器到零的时候，AP将发射一个2000bytes位址的物理层数据报到客户端，也或者在同一个蜂窝区域内对所有的用户广播这个地址。在这个过程中，通过加入后退（back-off）时间来减小冲突。

图8. 在IEEE802.11a里，每一个数据前端都包含前同步码（preamble）和报头（header）。

在802.11a协议里，数据报的处理过程将占用所有带宽，图8显示了802.11a物理层数据报的格式，数据报的长度从64到2048byte不等。如果数据报得以成功发射，接收端将发送一个ACK信号，没被识别的数据报将被忽略。每一个数据报的前端为20μs的前同步码，它的作用是信号侦测、天线分集选择、设置AGC、评估频率偏移、时序同步、通道评估。

在PHY前同步码里并不包含接收端定位的信息，这些信息包含在数据报中并在MAC层进行解析。从网络的角度来看，802.11a所采用的分组协议的优点是它比较简单。每一个数据报都对应一个接收单元（recipient）。然而，CSMA多路方案中的后退（back off）时间会导致系统处于空闲状态，这会降低整体的效率。不仅如此，PHY的前同步码也是网络数据传输的负担，同样会降低效率。

在实际运用中，802.11a的效率为50%，换句话说，对于54Mbps的网络来说吞吐量为25到30Mbps。也可以放弃使用CSMA的多路方案来，转而采用数据报的方案来提供整体的效率。由于发送ACK信号而导致的效率降低可以通过另外一种方法来缓解，即以组为单位来识别ACK信号，而不是逐个识别。

尽管这种方法能提升系统的效率，但它仍然不能使分组网络的效率超过65%到70%。更重要的是，每一个数据报在传输和识别的时候将占用整个网络资源，AP只能按顺序为终端用户提供定位。在同一个蜂窝区域内如果用户的数量过多，延迟便成为突出的问题，特别是，蜂窝运营商要扩充更多的业务，这种延迟的问题将变得更加严峻。从下文我们可以看出OFDMA将比分组方案在这些方面具有怎样的优势。

2、OFDMA和LTE的帧结构
 对于LTE下行连接来说，OFDMA是一种比较可行的多路复用方案。虽然它增加了系统的复杂程度，但是在效率和延迟方面，它远远优于分组的方案。在OFDMA里，在一定的时间内用户被分配予一定数量的子载波，在LTE规范里这些被分配的子载波被定义为物理层资源块（PRB），PRB同时受到时间和频率的影响。通常PRB的分配工作主要在基站进行。

图9. LTE的数据帧结构  

为了进一步解释OFDMA，这里还需要认识物理层的帧结构。以FDD类型的帧结构为例子，见图9，LTE的帧为10ms，它包括十个子帧部分，每个子帧部分为1ms。根据是否采用了普通的或者增强型的循环前缀，每一个子帧又包含两个slote（参见图9）。PRB被定义为包含12个连续的子载波。在基站对资源分配的过程中，PRB是最小的元素，表1给出了下行带宽的分配情况。

表1. 下行的带宽分配  

见图10，下行信号在Nsymb的符号里包括NBW个子载波，每一个网格代表一个符号周期的单载波，它被定义为“resouce element”。这里要注意的是，在MIMO系统里，对于每一个发射天线对应一个网格。

和分组格式的网络相比，LTE并没有采用前同步码来进行载波偏移的评估、通道的评估、时间同步的评估等等。取而代之的是，在PRB里嵌入了特殊的参考信号，如图11所示。如果使用的是短CP，参考信号将在第一个和第五个OFDM符号发送，如果使用的是长CP，参考信号将在第一个和第四个OFDM符号发送。每第六个子载波发送参考信号，并且参考信号在时间和频率上进行交叉处理。承载符号的信道响应可以直接进行计算。

图10. 下行数据的分配

图11. LTE的参考信号被布置在频谱中

 四、多入多出技术（MIMO）和最大比率合成（MRC）
 LTE的物理层可以同时在基站和UE端使用多个收发器，这是为了提升连接的坚固性以及增加LTE下行连接的数据传输率。在实际中，当信号的强度非常低或者出现多路径传输的情况，最大的数据率合并MRC被用于提升连接可靠性。MIMO就是其中的一种被用提升系统数据传输率的技术。

图12. MRC/MIMO需要多个收发器  

图12左显示了一个典型的使用多个天线的单信道接收器，显然，接收器的结构采用了多个天线，但是它并不具备支持MRC/MIMO的能力。图12右显示了同时支持MRC和MIMO的基本接收器的电路拓扑。MRC和MIMO很多时候被称为“多天线”技术，但那样是有点用词不当。值得注意的是，图12两种电路之间最突出的特点并不是多天线，而是多个收发器。

对于MRC来说，信号经由两个或者多个独立的天线/收发器组对。值得注意的是，天线是独立的，它们具有不同通道的脉冲响应。经由不同天线接收到的信号，在合并成单独的补偿信号之前，它们在基带处理器要进行通道补偿。

如果使用上述的方法进行补偿，接收信号经过基带处理器后才会变得连贯。在这个过程中，来自于各个收发器的热噪声是非关联的，这样信道补偿的线性合并将导致双信道MRC接收器的SNR比平均值大3dB。

合并除了能提升SNR的性能之外，MRC接收器也因此可以在频率选通之前可靠的工作。前面提到，独立的天线可以对每一个接收信道具有不同信道的脉冲响应，所以从统计学来看，一个既定的子载波将很难在所有接收通道内经受深度的衰减。补偿信号的深度频选衰减的可能性明显的减少。

图13. MRC在AWGN和频率选通衰减方面增强了通信的可靠性  

见图13，MRC提升的连接的可靠性，但是它不会增加系统的数据传输率。在MRC模式里，数据经过一个单独的天线发射出去，然后经由两个或者多个接收器被接收处理。与其说MRC是一种传统的天线分集的模式，不如说它是一种接收器分集（receiver  diversity）模式。另一方面，MIMO可以提升系统的数据传输率，它是通过同时在发射端和接收端采用多个天线来实现的。

图14. MIMO参考信号按顺序发射以计算信道响应  

为了成功的实现MIMO方式的数据收发，接收器要求必须能决定通道的脉冲响应。在LTE里，通道的脉冲响应主要通过从每一个发射天线连续发射参考信号来确定，见图14。这里以图15的2×2MIMO系统为参考，它总共有四个通道脉冲响应，即C1、C2、C3和C4。在这个过程中，如果有一个天线在发送参考信号，那么其他的天线将处于闲置状态。一旦脉冲响应被确定了以后，数据可以同时从所有的天线发射出去。

图15. MIMO需要对所有通道响应进行优先级别的识别  

五、单载波频分多址技术（SC-FDMA）

LTE对于上行连接的要求与对下行连接的要求有所不同，这主要体现在几个方面。毫无疑问的，在UE端功耗是很重要的一个参数。高数值的PAPR以及由OFDM引起的效率损失在这里是主要要考虑的问题。出于上述的原因，在LTE的上行连接中需要寻求一种最佳的OFDM方案。

单载波频域多接入点技术，即SC-FDMA非常适合LTE上行连接的要求。它的发射端和接收端结构非常类似于OFDMA，并且它还提供同样等级的多路径传输保护功能。最重要的是，因为它的基本波形本质上是单载波的，并且其PAPR非常低。

图16. SC-FDMA和OFDMA的功能结构非常相似

 图16显示了基本的SC-FDMA发射端和接收端对数据的处理流程。这里可以看到，许多的功能模块都在SC-FDMA和OFMA里用的比较多，因此，在上行和下行路径之间存在一个明显的功能性commonality的等级。发射路径的功能模块包括了：  
 （1）Constellation  mapper。将输入数据比特流转换成单载波符号，即通常所说的BPSK、QPSK或者16QAM，采用样的转换方式取决于通道的条件；
 （2）串行/并行转换。将时域的SC符号进行格式化，格式化后的数据块（block）被传输至FFT引擎。
 （3）M-point  DFT。将时域的SC数据块转换成M离散音调。  
 （4）字载波映射。即将DFT输出音调映射成特定的子载波用于发送。SC-FDMA系统可能是使用邻近的音调（localized），也可能是使用平均的空间音调（distributed），如图17所示。目前LTE里工作模式假定的是，将要使用本地的子载波映射。局部和分布子载波映像之间的交换动作将在下面进行讨论。

图17. SC-FDMA子载波可以通过集中或者分散的方式进行映像。

（5）N节点IDFT。将映射后的子载波进行逆转换，转换后的时域信号用于传送。  
 （6）循环前缀和脉冲限幅。循环前缀是在复合SC-FDMA符号之前对其进行处理，这样做的目的是为其提供抑制多路径传输干扰的能力，这类似于OFDM所使用的方法。对脉冲的限幅的目的是防止频谱的衍生。
 （7）RFE。这部分的作用是将数字信号转换成模拟信号，并且进一步转换成高频RF信号以便后面的发射。
 在接收端的电路里，对数据的处理过程本质上与发射端是恰好相反的。以OFDM为例，SC-FDMA的数据传输可以被看成是，对离散的子载波信号进行综合。在OFDM系统里，多路径传输所产生的失真采用同样的方法进行处理。这个过程可以简单的被理解为，驱除CP，将信号转换到频域，然后依次子载波偏置对通道进行纠正。

不像OFDM那样，由离散的子载波所传输基本SC-FDMA信号并不是单载波信号。这点和OFDM很不相同，因为SC-FDMA的子载波不是独立的（对数据）进行调制的。这样，在OFDM中PAPR将变得更低。有分析指出，LTE系统中的UE RFPA可以以2dB进行工作，这接近于1dB的压缩点（compression point），如果在上行连接中采用OFDM，这点是有可能的。

前面提到，SC-FDMA子载波可以通过两种方式来进行映像，即像图17那样集中或者分散的进行。但是，目前的工作假设情况是，LTE将使用集中的子载波映射。它的精确度由集中映射的程度决定，在这种情况下，通过通道。

LTE中的基本概念.docx