浅谈WCDMA发射频段无源互调失真的测量
浅谈WCDMA发射频段无源互调失真的测量
由二个频率产生的三阶互调失真是现代通信系统中普遍存在的问题。当系统中二个（或更多）的载频信号通过一个无源器件，如天线、电缆、滤波器和双工器时，由于其机械接触的不可靠，虚焊和表面氧化等原因，在不同材 料的连接处会产生非线性因素，这就像混频二极管。二个载频信号（F1和F2）及其二次谐波（2F1和2F2）所进一步产生的最大互调产物就是三阶互调失真（2F1-F2和2F2-F1）。三阶互调产物（IM3）的典型指标是当二个+43dBm的载频信号同时加到被测器件（DUT）时，其产生的IM3值不大于-110dBm，也就是-153dBc。
三阶互调失真会降低通信系统的性能。发射信号中过大的三阶互调产物会干扰其它的接收机，最终造成接收机无法正常工作。通常，设计者较为关心有源器件的互调测试。但是随着通信系统的发展和系统质量的提高，对无源互调的测量也越来越重视了。
WCDMA系统的无源互调
在GSM900/1800和800MHzCDMA通信系统中，由发射频段产生的三阶互调产物会落入到它们各自的接收频段。而WCDMA频段则不同，其发射频段（2110MHz～2170MHz）产生的三阶互调产物不会落入到其自身的接收频段（1920MHz～1980MHz），而会落到发射频段。通过以下数学计算可以来验证这个现象。
三阶互调产物FIM3=2F1-F2，其中F1=[2110、2170]，F2=[2110、2170]。要证明FIM3≠[1920、1980]，只要求出FIM3的取值范围，再看这个集合与[1920、1980]是否有交集即可。
要求FIM3的取值范围，关键要求出其最小值FIM3(min)和最大值FIM3(max)：FIM3(min)=2F1min-F2max=2×2110-2170=2050；FIM3(max)=2F1max-F2min=2×2170-2110=2230。可见，FIM3=[2050、2230]与[1920、1980]无相交部分，也就是说FIM3≠[1920、1980]。
通过计算工具也可以表征WCDMA频段三阶互调的变化趋势，这种变化趋势与上述计算结果是一致的，见图1所示。
图1a表示了当F1=2110.0MHz，F2从2110.0MHz向2170.0MHz方向变化时，IM3从2050.0向2110.0MHz的变化趋势；图1b表示了当F1=2110.0MHz，F2从2170.0MHz向2110.0MHz方向变化时，IM3从2230.0向2110.0MHz的变化趋势。
从以上情况可以发现，无论F1和F2在2110.0MHz～2170.0MHz范围内如何变化，其IM3均不会落入到1920.0MHz～1980.0MHz频段，而会落到2050.0MHz～2170.0MHz频段。此外，WCDMA系统的七阶互调会落入其接收频段，如IM7=4×2110-3×2170=1930MHz，有关这个问题将另文讨论。
在WCDMA系统中，如果在发射频段产生一个-110dBm的无源互调信号，也就是干扰信号，这可能会给系统带来影响，因为这个数值已经大于系统中有用信号的最小幅度了。
WCDMA系统发射频段的无源互调测量
在GSM900/1800和800MHzCDMA通信系统中，由发射频段产生的IM3会落入到各自的接收频段。在这三种系统的无源互调测量系统中，通常采用双工器和滤波器来提取IM3值。图2是一个典型的GSM900接收频段的二端口器件无源互调测量系统（BXTPIM900）。当F1和F2通过DUT时，DUT的输出存在4个频率分量F1、F2、2F1-F2和2F2-F1，其中F1和F2直接被大功率低互调负载所吸收，而2F1-F2和2F2-F1则被双工器提取出来，滤波器则是为了进一步滤除F1和F2，以提高频谱分析仪的动态范围。由于三阶互调产物全部落入接收频段，故可以采用标准的双工器和滤波器。
图2BXTPIM900二端口无源互调测量系统
而WCDMA频段则不同，从上述分析中我们发现，其发射频段（2110MHz～2170MHz）产生的IM3值落到了发射频段，也就是说IM3值和F1及F2靠的很近。在这种情况下，无法采用双工器将IM3提取出来，而要采用其它方法。
图3参照了IEC推荐的发射频段IM3测试方法。二个46dBm的CW信号分别通过合路器合成到一条传输线中并加到DUT上，合成信号通过DUT后被一个低互调负载吸收，其中-30dB的信号被定向耦合器耦合出来，通过一个可调带通滤波器，在频谱分析仪上测试出允许的IM3值。
从测试原理和方法看，无源互调的测试并不复杂，但是要完成准确的测试却并不容易。在搭建测试系统时，要注意系统中的每个环节。
（1）功率放大器。在一些PIM测试系统中，通常采用43dBm的功放。然而在WCDMA系统中，由于WCDMA信号的高峰均功率比而对系统的发射功率提出了更高的要求，也就是说WCDMA系统中的无源器件会在更高的射频功率电平下工作。所以WCDMA无源互调测量系统中的功率应尽可能大，但是由于受到放大器成本和合路器功率容量的限制，通常采用46-47dBm的功率放大器。
（2）定向耦合器。采用30dB定向耦合器是考虑到输入到频谱仪的F1和F2功率总和尽可能小，一来可使频谱仪工作在安全电平下，二来可避免大功率信号在频谱议内产生有源互调，可以通过带通滤波器将F1和F2抑制到0dBm以下。
（3）滤波器。由于WCDMA三阶互调产物落在发射频段，所以无法用固定滤波器来提取IM3分量。可以采用可调的带通滤波器来完成这个功能。带通滤波器的Q值应尽可能的高，建议采用五节带通滤波器。
（4）测试系统。从无源互调测试原理考虑，测试系统应固化在标准机箱内。这样可以避免很多影响测试精度的不确定因素，如可以用半柔电缆来替代编织电缆，合理掌握接头的连接力矩，防止系统中的器件的移动而导致的接触不良等因素影响测试。
（5）测试电缆。在整个系统中，惟一需要经常移动的就是DUT和连接DUT的电缆。虽然皱纹电缆和半柔电缆的自身无源互调性能很好，但是这些电缆并不能作为测试电缆应用，原因是不能反复弯曲。所以，只能采用特种编织电缆或者微波电缆来做无源互调的测试电缆，如RG393，这种电缆自身的PIM值可以达到-165dBc。
图3BXTPIM2100T WCDMA二端口无源互调测量系统
良好的通信质量是由载频/干扰比（C/I）指标来保证的，“I”值应尽可能低。理想情况下，“I”值应小于接收机的噪声底。从上述分析可以证明，产生无用干扰的一个主要原因就是无源互调。
WCDMA系统目前正处于起步阶段，其无源互调的测量也没有标准可依，目前只有少数企业在从事WCDMA无源互调测试的研究。但由于这个指标会直接影响到无源器件的生产和制造，进一步影响到系统的性能，目前已有越来越多的无源器件制造商和基站制造商开始关心这个指标，相信在不远的将来就会有合适的无源互调测量系统诞生。
高线性低噪声放大器设计
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作者：陈会 王登本 魏念东 来源： 时间：2006-7-1 15:59:43 阅读次数：53 阅读等级： 需要积分：0
摘要:本文介绍了一种L波段单级高线性低噪声放大器的工作原理和设计方法。与传统的接收机射频前端放大器主要考虑低噪声和高增益特性不同,文中选用了低成本、低功耗的SiGe NPN BJT器件设计高三阶交截点的低噪声放大器。设计中利用了微波CAD工具对电路进行仿真与优化,同时对生成的微带印刷电路板进行了电磁仿真。
关键词:高三阶交截点;低噪声放大器;电磁仿真
引 言
随着无线通信事业的不断发展,人们对无线系统的射频接收机提出了越来越高的要求,比如低功耗、低噪声、大动态范围、高灵敏度和高线性度等。因此,处于接收机最前端的放大器对于提高系统性能起到了关键作用。传统的研究主要集中在如何获得低噪声和高增益特性上,对接收前端放大器高线性度问题的研究常常被忽略。
Ansoft公司的Designer软件包是集电路和电磁仿真于一体的强大CAD工具。设计中,利用该软件对放大器的三阶互调和噪声等性能进行仿真和优化,同时对生成的PCB进行了电磁仿真,得到了令人满意的设计结果。这种低成本、低功耗和高线性的LNA可广泛应用于PCS波段以及CDMA蜂窝移动手机中。
1 高线性低噪声放大器原理设计
1. 1 系统考虑与主要指标要求
在移动通信系统设计中,低噪声放大器处于接收机的射频最前端,如图1所示。因此,系统的噪声性能和线性度主要取决于该前端放大器的噪声性能和线性特性。这里设计的放大器主要技术指标:工作频率范围f =1950 MHz;增益G >14dB;噪声系数Nf < 1.1dB;输出1dB;压缩点OP1dB>+ 5 dBm;输出三阶交截点OIP3 > + 24dBm输入输出回波损耗RL<10dB。
图1 LNA与系统结构框图
1. 2 器件选择与偏置电路设计
随着微电子工艺的不断进步,已能选择到噪声性能好、线性度高同时价格又便宜的双极晶体管,可以实现高线性低噪声放大器。设计中所选器件的主要性能参数如表1所示。
直流偏置决定了晶体管的静态工作点,因而也就决定了放大器的各种性能。但这些性能参数常常相互矛盾、彼此制约,因此,在考虑直流偏置点时,通常要在各种特定指标,如增益、线性度、噪声系数和功率消耗等之间作出折衷的选择。尽管大电流可以改善线性度和增益,但同时也带来噪声系数的增加。通过增加集- 射极电压可以改进电路的线性度,但是当接近击穿电压(BVCEO)时,噪声系数会由于电压击穿而开始恶化。设计所选器件的最小击穿电压为2.3V,因此,在综合考虑各种特定指标要求的情况下选择C-E极间偏置电压Vce=2.0V和集电极偏置电流Ic=8 mA。
在图2电路原理图中,电阻R3将电源电压由3V降低到2.1V, R2给晶体管的基极提供电压偏置, R1起到改善放大器稳定度的作用。图2所示偏置电路简单实用,并提供适当数量的负反馈用于补偿由于器件的离散性和整个宽温( -40℃～+85℃)工作范围内直流增益β的变化。其反馈原理是:假如温度变化或器件离散性使直流增益β产生变化而导致器件电流增加,则电阻R3压降会增加,这样基极电压VB会减少,从而器件电流减小,因此提供了直流负反馈,使器件的静态工作点稳定。
图2 高线性噪声放大器电路原理图
1. 3 稳定性的改善
S参数描述的线性二端口器件绝对稳定充分必要条件是: (a) K>1; ( b) | Δ | < 1。其中
利用Ansoft公司的Designer仿真软件包优化设计LNA的稳定因子K, 这将大大提高设计效率。最初的仿真结果显示稳定系数K<1,如图3所示。因此考虑在发射级串接电感以改进放大器的稳定性,但同时也引起噪声性能的恶化。在低频,当适量增加串接电感量时既可以改进放大器线性度又可以改善稳定性,但在高频(如5GHz～12GHz),随着发射极电感度量进一步增加,放大器稳定性会下降。仿真表明:通过输出电阻负载R1=10Ω以及与发射极并联的电感L3,改善了LNA的稳定因子K,使之大于1,特别是在800MHz～1200MHz频率范围。C5=10pF作为旁路电容,在低频时的影响比在2GHz时的小,因此在低频段,LNA输出端负载电阻R1=10Ω起到了改善稳定性的作用。
图3 串接电感前后的K对比曲线
1. 4 输入输出匹配电路设计
由于器件的S12≠0,所以由L2、C2组成的输出匹配电路和串接在发射极的电感有利于改善输入回波损耗和噪声匹配,因而能够消除由器件输入端的射频元件带来的不利影响。输入匹配电路由10pF的隔直电容C1和在基极提供电流偏置的电感L1组成,因此避免了使用调谐元件对电路进行烦琐的优化设计,以达到对输入回波损耗和噪声系数的平衡。放大器优化后的输入输出回损如图4所示,满足设计要求。
图4 S11、S22频率特性曲线
1. 5 噪声系数的改善
所选器件在放大器正常工作频率范围内具有良好的噪声性能,可与价格昂贵的PHEMT和GaAsMESFET器件相媲美。在2GHz左右,最小噪声系数的偏置电流大约是5mA。然而,要得到+25dBm的OIP3,所需最小电流大约是8mA。考虑到偏置电流对噪声系数的影响,在设计中必须对噪声系数和三阶交截点进行折衷考虑。另外,在发射极串接电感L3改善了放大器的线性度但同时也带来噪声性能的恶化,其恶化程度如图5所示。因此,设计中也要对串接电感L3进行优化,以平衡放大器的三阶交截点和噪声系数。
图5 串接电感前后的噪声系数对比曲线
1. 6 高三阶交截点的设计
两种技术可以实现OIP3 > +25dBm的设计要求,即在发射极串接电感以及增加在B-E结的电荷储量。
(1)发射极串接电感
在发射极串接电感,可以改善放大器的稳定度和线性度,但同时也影响器件的输入输出匹配和噪声匹配。考虑到实际射频放大器电路尺寸很小,外接电抗元件难于实现,因此设计中采用二节并联的微带线接地(如图6所示)作为反馈元件以等效电路所需的电感量,从而改善了放大器的三阶交截点,当然这样也会减小放大器的增益以及引起噪声性能在一定程度上的恶化。优化设计表明:为了使放大器的OIP3提高约4.5dBm,增益却减小了约3.5dB,分别如图7和图8所示。
图6 串联负反馈微带线结构
图7 串接电感后IP3增加约4.5 dBm
图8 发射极串接电感后增益下降约3.5 dB
(2)增加B-E结电荷储存
在双音测试中,输入两个等幅、频率分别为f1和f2的正弦信号,差频1MHz。因此,器件非线性二阶互调产物f2 - f1以1MHz的速率调制B-E结和C-E结的电压。而发射极电流是B-E结电压的指数函数,即Ie≈Iese(qVBE/KT),所以低频互调产物f2-f1出现在器件的终端将会以f2 - f1的速率改变晶体管的工作点,这样反过来也影响了失真产物的电平。所以,如果在B-E结间增加一个相对大的电容,则可以旁路掉这个低频产物f2-f1, 那么B-E结的电压波动将会减少,因而减少了三阶互调产物。在图2中, C3=0.1μF起到了旁路低频互调产物f2-f1的作用。同理, C6= 0.1μF也是用于旁路低频互调产物f2-f1的,但效果不如在基极改善明显。
设计中采用集总电感进行基极偏置并把直流偏置网络与射频信号分开,而不用高阻抗微带线实现,这样在低频端晶体管B-E结电荷储存与终端之间获得低阻抗,使偏置回路与射频回路取得更好的分隔效果。电感L1=15nH在几十兆赫兹频段产生的阻抗可忽略,但在1950 MHz却能获得足够大阻抗,使LNA在正常工作频率范围内把晶体管基极与偏置网络分开。
2 印刷电路板的电磁仿真
通过上一节对放大器的分析和优化设计,将最终得到的电路制作在FR4(εr=4.5, h=0.8 mm)基片上,其PCB如图9所示。
图9 放大器印刷电路板图
考虑到实际制作的PCB可能与原理设计的情况不完全一致,因此为了进一步了解电路性能,也为了更好地调试实际电路,有必要对放大器PCB进行电磁仿真。Designer工具中的电磁仿真模块可以实现对电路PCB的电磁仿真。首先,在AutoCAD绘图工具中创建LNA的Layout印刷电路布线图。考虑到DC偏置网络和射频扼流电感已将偏置电路与射频信号较好地分隔开,实际操作时将针对放大器的AC等效电路进行电磁建模,如图10所示;其次,是定义介质基片材料的各种特性参数(必须与电路仿真原理图中定义的基片材料一致) ;接着是从AutoCAD绘图工具中导入放大器的PCB电磁仿真模型;然后定义输入输出端口激励和器件的S参数模型;在这些工作完成之后,就可以对上述模型进行仿真设置并运行仿真;最后是对结果进行分析和处理。从仿真结果来看,两者吻合得较好,其结果分别如图11、图12所示。
图10 放大器PCB电磁仿真模型
图11 S11、S22频率特性曲线
图12 S21、S12频率特性曲线
3 结 语
选用性能优良的SiGe NPN BJT器件,利用仿真工具设计并实现了低成本、低功耗和高线性的单级LNA。测试结果:放大器输出三阶交调点+ 25 dBm、噪声系数1.0dB、输出1dB压缩点+ 5.5dBm和增益14.5dB以及输入输出回波损耗均优于10 dB。因此,达到了设计指标要求。
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